173767. lajstromszámú szabadalom • Eljárás digitális jelek többfázisú és több frekvencialöketű szögmodulációs átvitelére
3 163767 4 1. ábra az adómodulátor blokkvázlatát mutatja, a 2/a és 2/b ábrák a vivő dibitértékétől függő fázisváltozását ábrázolja egy kiindulási fázishelyzethez képest, a 3/a ábra az átviendő egységugrás egyik átkódolását, a 3/b ábra az átviendő egységugrás másik átkódolását szemlélteti, a 4. ábra az adófrekvenciát mutatja az idő függvényében egy példaképpeni jelkombináció esetén, az 5. ábra a vevő demodulátor részének blokkvázlatát szemlélteti, a 6. ábra a dekódolást (az átvitt jelsor visszaállítását) mutatja be a vevőben, a 7. ábra a demodulált jel közepes feszültségének helyreállítását szemlélteti a vevőben. Az 1. és 5. ábrán jelölt csatlakozási pontokon megjelölt jelek a logikai 0 és 1 szintnek megfelelően változnak. Az 1. ábrán látható négyfázisú adómodulátor áramkörei önmagukban ismertek, a találmány a moduláció módjában van. A fázismodulátort lényegében a két A és B (Am DSB/SC tip.) szorzóáramkör alkotja. Ezekre a V vivőellátóból 90° fáziskülönbséggel a T fázistolón keresztül jut el a vivő. Az A szorzóáramkörnek a 21 bemenete a normál és a 22 be menete az invertált, a B szorzóáramkörnek a 23 bemenete a normál és a 24 bemenete az invertált. Ezekre a bemenetekre az átkódolt (formált impulzusokból álló) moduláló jelek kerülnek (lásd a 3/a és 3/b ábrán az a és a ill. a b és b jeleket). A bemeneti 0 szint esetén az illető A vagy B szorzóáramkör kimenetén nincs vivő. A 22 és 24 bemeneteken megjelenő 1 logikai szint folyamán a vivő fázisa ellentétes a 21 ill. 23 bemenetre adott 1 logikai jel esetéhez képest. Az A és B szorzóáramkör kimenetei össze vannak kötve, és a fentiek szerint az eredő vivő frekvenciás jel fázisa 45°-ként bármilyen értéket felvehet. Az átkódolt jelek előállítása az átviendő m négyszögimpulzus sorozatból a bitütemű GL jellel a H FM kódolóban történik: lényege, hogy minden újabb dibitre történik fázisváltozás, éspedig 10-re +45°, 11-re +90°, illetve 00-re -45°, 01-re -90° (vagy fordított előjellel ugyanígy). A fázisváltozás célszerű időbeli lefolyását és az adóspektrum sávkorlátozását az azonos J jelformáló (aluláteresztő) szűrők biztosítják. (Az adó által elfoglalt — 99% spektrumteljesítményhez tartozó — sáv az elvi minimumnak csak másfélszerese.) A H FM kódoló speciális ciklikus sorrendi áramkör, biztosítja, hogy egyidejűleg legfeljebb a sorrendben szomszédos két kimenetén állhat elő 1 logikai szint. Biztosítja továbbá, hogy változás a kimenetek állapotában leghamarabb dibitenként történhet. Működésének megértéséhez tekintsük a 2. ábrát is. A 2/b ábrán látható az adómodulátor kimenő nagyfrekvenciás jelének fázisváltozása egy példakénti kiinduló fázishelyzethez képest az m négyszögimpulzussorozat dibitjeinek (jelkombináciőjának) függvényében. Kiindulási állapotban a 23 bemeneten 1 logikai szint van jelen, ezt mutatja a 2/a vektor ábra. A cél az, hogyha a dibit első bitje 0 értékű, akkor a vivőt jelképező vektor jobbra forduljon, ha a második bit is 0 értékű, csak 45°-ot forduljon, ha ez utóbbi 1, akkor 90°-ot, ill. 10 dibitértéknél a vivő balra forduljon 45°-ot 11 esetén balra 90°-ot. Ezért a H FM kódoló a J jelformáló szűrőn át pl. csak a 23 bemenetre adott 1 logikai szintet követően a 21 vagy a 22 bemenetre ad 1 logikai szintet és közben 23 bemenet állapota 1 logikai szint marad vagy 0 lesz. A 3/a és 3/b ábrán látható, hogy pl. az egységugrásnak kétféle átkódolása lehetséges a dibitekre osztástól, ill. attól függően, hogy a változás az m négyszögimpulzussorozat egy bittel előbb, vagy később következett be (kiinduló fázishelyzet: b = 1). A találmány szerinti vevőben természetesen ugyanígy dekódolva a megfelelő jelsorozatot kapjuk vissza. A 4. ábra példaképpen olyan moduláló jelforma esetén mutatja a kimenő adójel frekvenciáját az idő függvényében, amikor az impulzuséleket célszerűen az 1 + F cos x függvény írja le, amely a dibitenként változó (leggyorsabb) jelszakaszokon folyamatos. A jeleken feltüntettük azt a dibit értéket, amelynek megfelelnek. A 4. ábrán a vivő frekvenciája fv, a csúcslöket ±F, illetve ± 0,42 F. Az F csúcslöket éppen megegyezik az átviendő m négyszögimpulzussorozatban előforduló legnagyobb ismétlődési frekvencia felével. Az 5. ábrán látható találmány szerinti vevődemodulátor működése szempontjából fontos, hogy a fenti m négyszögimpulzussorozat dibitenként mindenképpen változik, bármilyen is a jelkombináció. A vett jelből közvetlenül kinyert, a vett jelhez fázisban kötött dibitütemű komponens ugyanis lehetővé teszi, hogy a frekvenciaváltozást a csúcslöketek közelében értékeljük ki, ami zaj szempontból optimális. Az áramkörök csatlakozópontjain megjelenített jelformák egy része időben nem periodikusan változik. A működést jelalakok alapján magyarázó 6. és 7. ábrákon ugyanannak a jelnek különböző szakaszait azonos betűvel, de eltérő indexszel jelöltük. Az önmagában ismert felépítésű vevők az S diszkriminátor előtt L limitért is tartalmaznak. Ezzel kapcsolatban követelmény a kis AM-PM konverzió. Az S diszkriminátoron nyert (4. ábrához hasonló) jelsorozat dekódolásához az 5. ábra szerinti vevődemodulátor D dekódoló áramkörében egyenszint komparátorok vannak, mert a jelsorozat átlag egyenfeszültsége (a jelkombináció változásával együtt) változik. A C csatolókondenzátor feladata, hogy az S diszkriminátor, illetve a bemeneti nagyfrekvencia elhangolódása (pl. hőfokfüggőség stb.) miatt ne zavarja a komparátorokat (el is hagyható az E kiegyenlítő blokkal együtt, ha az elhangolódás nem számottevő). Utána azonban helyre kell állítani a közepes jelfeszültség (átlag egyenfeszültség) jelkombinációftiggő változását. Az E kiegyenlítő blokk által helyreállított közepes jelfeszültség a polaritás Kp 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 2
