185634. lajstromszámú szabadalom • Előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkör
1 185 634 2 szűrő sokkal egyszerűbb, mint az igazi aluláteresztő funkciót ellátó szűrő, amelynek 4,6 kHz-nél kezdődő zárósávot kell biztosítani. Aluláteresztő karakterisztikát FIR-szűrővel lehet a leghatásosabban megvalósítani. Ezt a megállapítást a következő érvekkel támasztjuk alá. Egy mintavételi frekvencia-csökkentésre használt ritkító, aluláteresztő IIR-szűrőnek a mintavételi frekvencián kell működnie, az eredeti mintavételi frekvenciával ki kell számítania az eredményeket, majd minden 8 eredményből 7-et el kell dobnia. Ugyanakkor mégis ki kell számolnia minden eredményt, mert valamennyire szükség van a következő eredmény megír átárazásához. Az ilyen frekvencia-csökkentő áramkör, jóllehet, csak egy másodfokú aluláteresztő szűrő, mégis 5 együtthatót alkalmaz, vagyis 4 /zsec-onként 5 szorzást és 5 összeadást végez, ami 2,5 MHz-es szorzási sebességet és 2 MHz-es összeadási sebességet jelent. Ezzel szemben egy FIR-szűrőnek csak minden nyolcadik eredményt kell kiszámolnia. Tehát a hét fel nem használandó eredmény kiszámolása megtakarítható, miután azokra nincs szükség a későbbi minták meghatározásához. Egy 32 kHz-en működő 20 együtthatós FIR-szűrő esetén csak 20 szorzásra és 10 összeadásra van szükség. így az előbbi példához képest a szorzási sebesség 1,28 MHz-re, az összeadást sebesség pedig 1,204 MHz-re csökkent. Ezenkívül azt is ki lebet mutatni, hogy a memória szükséglet hasonló nagyságrendű, és végül az egész FIR-szűrő egyszerű, soros összeadóstruktúraként állítható elő, ami hardware megtakarítást tesz lehetővé. A digitális szűrőben alkalmazott műveletek közül a szorzás a legbonyolultabb. A szorzó áramkörök felépítéséhez nagymennyiségű hardware szükséges, és az ilyen áramkörök jelentős teljesítményt disszipálhatnak. Amint fentebb jeleztük, a ritkító szűrő igen szapora, 1,2 MHz-től 2,25 MHz-ig terjedő szorzási frekvenciákat kíván. A szorzást általában vagy egy teljesen párhuzamos kombinációs hálózattal valósítják meg, vagy egy soros/párhuzamos összeadó és léptető áramkörrel. Az első esetben félelmetes mennyiségű hardware szükséges, a másodikban pedig az N és M mennyiségek soros/párhuzamos szorzását egy N-bites léptető regiszter és egy N + M bites összeadó N órajelciklus alatt hajtja végre. Mindazonáltal egy LSI processzor számára sem az első, sem a második megoldás nem alkalmas. Egy ígéretes módszer az ún. „rövid szó optimalizálás”. Ezt a módszert használva az együtthatóban lévő 1-esek számát minimalizáljuk, mert a szorzási művelet során csak 1-es jelenléte esetén van szükség összeadásra. Például, egy „barrel shifter” és egy csupán három 1-est tartalmazó 12-bites együttható alkalmazásával egy szorzást három órajel periódus alatt végrehajthatunk azáltal, hogy az összeadásokat minden olyan esetben kihagyjuk, ahol az együtthatóban zérusok állnak. Az együtthatók egyszerűsitésének módszerei igen bonyolultak, és a szűrő teljesítőképessége szempontjából némi megalkuvást igényelnek (ez azonban a bonyolultság fokozása árán ellensúlyozható). Úgy látszik, hogy a több együtthatót alkalmazó FIR-szűrők kevésbé érzékenyek az együtthatóegyszerűsítéssel járó hatásokra. Ebből a szempontból eléggé érzéketlenek a nagy toleraneiájú valóságos szűrőkből fejlesztett íIR-szűró'k is. A digitális szűrők alkalmazásából, és általában a digitális jelfeldolgozásból eredő számos előnyt akkor tudjuk igazán kihasználni, lia a hírközlőberendezések analóg és 4 digitális szakaszai közé nagy feloldóképesscgű, gyors működésű és széles dinamikájú A/D átalakítókat iktatunk. Az A/D átalakítónak van a legjelentősebb befolyása a rendszer teljesítőképességére, és a legtöbb hibát okozhatja a rendszerben. Az A/D átalakító tulajdonságai határozzák meg a jel-zaj viszonyt, az erősítési karakterisztikát, az üres csatornák zajszintjét, a harmonikus torzítást, a sávon kívüli jelek hatását, az intermodulációs torzítást, és korlátozhatják az átviteli frekvenciasávot. Az ismert A/D átalakító típusok közül digitális jelfeldolgozás céljaira a legalkalmasabbnak látszik az ún. interpoláló átalakító, amely a bemenő analóg (beszéd) jelet viszonylag nagy frekvenciával, pl. 512 kHz-cel (vagy 256 kHz-cel) mintavételezi, és előállítja az egyes jelamplitúdókat reprezentáló sokbites digitális szavakat. A 4. ábrán egyszerűsített változatban mutatunk be egy ilyen ismert interpoláló A/D átalakítót, amelyben az analóg x(t) bemenőjel és annak megfelelő kvantált q(t) jel közötti átlagos eltérést negatív visszacsatolás minimalizálja. Az x(t) bemenőjel és a q(t) jel közötti különbség az 1 erősítőből, az R ellenállásból és a C kondenzátorból álló integrátorban integrálódik és összegződik az [x(t) — q(tjj különbségi jel pillanatnyi értékével. Az eredmény polaritását a 2 komparátor detektálja. A 2 komparátor kimenőjele a 3 léptetésvezérlő logikába jut, amely a 4 D/A átalakítóban képződő kvantált q(t) jel növekedését vagy csökkenését szabja meg. A 3 léptetésvezérlő logika célszerűen egy 8-bites, kétirányú léptető regisztert foglal magában, amely digitális akkumulátorként működik oly módon, hogy a legkisebb helyiértékeken (LSB) egyesekkel, a legnagyobb helyiértékeken (MSB) pedig zérusokkal telik meg. Amint ez a regiszter megtelik logikai egyesekkel, a kvantálási lépcső nagysága növekszik. A 3 léptetésvezérlő logika figyeli a kvantálás polaritását is, és az 5 vonalra küldött SB előjel-bit alakjában ad róla információt. A kvantálási lépcső nagyságára vonatkozó információ pedig a digitális kimenetén jelenik meg. A bemutatotthoz hasonló áramkörre vonatkozó további részleteket és működési karakterisztikákat találhatunk Bruce A. Wooley és James L. Henry „An Integrated Per-Channel PCM Encoder Based on Interpolation” című cikkében, amely az IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC 14, No. 1, 1979. februári számának Î4—20. oldalain jelent meg. Bái a fentebb Jeírt interpoláló A/D átalakító és még néhány régebben leközölt társa használható ugyan a jelen találmány szerinti előfizetői vonali hangfeldolgozó áramkörben, ezek az A/D átalakítók azonban több hátránnyal rendelkeznek. Mivel a 2 komparátor kimenete mintavételezve van az Fs mintavételi frekvenciával (amely jóval fölötte van az érdekes bemenő frekvenciatartománynak), és mivel ez a kimenet vezérli az új kvaníáit kimenetet meghatározó léptető regisztert, a 4 D/A átalakító kimenetének minden mintavétel alkalmával meg kell változni mivel az 1 -bites kód csak két állapotot tesz lehetővé, mégpedig a növekedést vagy a csökkenést. Nem létezhet viszont olyan állapot, hogy a 4 D/A átalakító kimenete állandó maradjon. Részletesebben kifejtve, i léptető regiszter vezérlése csak azt engedi meg, hogy a 1 D/A átalakító bemenetel 0, ±00000001, ±00000011, 100000111, ±00001111, ±00011111, ±00111111, 101111111, vagy ±11111111 értékűek legyenek. Amint Candy és társai rámutattak a „A Per-Channel A/D Conc IC 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65
