185573. lajstromszámú szabadalom • Eljárás és kapcsolási elrendendezés diszkrét frekvenciájú villamos jel előállítására
1 185573 2 A találmány tárgya eljárás — ez az eljárás foganatosítására alkalmas kapcsolási elrendezés — meghatározott frekvenciatartományon belül választható diszkrét frekvenciájú villamos jel előállítására. A találmánnyal egy ismert korszerű eljárást fejlesztettünk tovább, melyet e szakterületen „kompenzált frakcionális N rendszer”-ként ismernek; a találmány ezen ismert eljárás előnyeinek megtartása mellett olyan működésmódot biztosít, amely mentes az ismert eljárás sajátosságaiból eredő hátrányoktól. Könnyebb követhetőség kedvéért már a feladat ismertetésénél is támaszkodunk az ábrákra. Az 1. ábra az ilyen típusú jelképzésnél használatos szabályozott generátor általános vázlata; az ismert megoldásban alkalmazott kapcsolási elrendezést a 2. ábra, az annak működésmódját szemléltető jelalak diagrammokat a 3. ábra, a taláimány szerinti kapcsolási elrendezés példaként kiviteli alakját a 4. ábra, az annak működésmódját szemléltető jelalak diagrammokat az 5. ábra és a kapcsolási elrendezés részét képező fázismodulátor példakénti kiviteli alakját a 6. ábra mutatja. A rádió adás-vétel technikában, elektronikai méréstechnikában, szabályozás-vezérléstechnikában gyakran van szükség nagypontosságú, vagy jeltisztaságú, elektronikusan hagolható frekvenciájú generátorokra, összefoglaló néven frekvencia szintetizátorokra. Ezeknek újabban leginkább elterjedt változata az ún. indirekt digitális frekvencia generátor. Ebben a kimenő jelet egy villamos jellel — legtöbbször egyenfeszültséggel — hangolható oszcillátor állítja elő. Az oszcillátor, a továbbiakban VCO (Voltage Controlled Oscillator) frekvenciájának pontos értékét egy fáziszárt frekvenciaszabályozó hurok, a továbbiakban PLL (Phase Locked Loop) állítja be. A szabályozóhurokban a VCO jelét egy logikai kódokkal programozható osztásarányú frekvenciaosztó áramkörrel (továbbiakban: programozható osztó) frekvenciában leosztják és ezt a leosztott jelet egy fázis/frekvencia komparátorban (továbbiakban: fáziskomparátor) összehasonlítják egy állandó értékű, rendszerint egy kvarcoszcillátorból származtatott ún. referencia frekvenciával. Az összehasonlítás eredményeképpen létrejövő hibafeszültség hangolja a VCO frekvenciáját a megkívánt értékre. Az 1. ábrán látható, hogy a fáziszárt hurokban van elrendezve a 11 VCO, az első 13 erősítő, az 1/N arányú osztó 14 áramkör, a 15 fáziskomparátor és a 16 kapacitásdióda; a generátor kimenő fokozata a 11 VCO kimenetére csatlakozó második 12 erősítő. Egyensúlyi — állandósult — állapotban a 15 fáziskomparátorra jutó jelek frekvenciái azonosak: fv(X>:N = fref, ahol N a programozott osztó 14 áramkör osztásaránya. Átrendezve: fvco = N f«f. Mivel N csak természetes egészszám lehet, all VCO — és így a dekádgenerátor — kimenő fvco frekvenciája inkrementumokban hangolható, ahol egy inkrementum a referenciajel f,ef frekvenciája. Minél finomabb felbontásban kell tudni változtatni a 11 VCO frekvenciáját, annál kisebbre kell választani a referenciajel frcí frekvenciájának értékét. Ha 10 kHz-nyi inkrementumonként kívánjuk végezni a hangolást, f«r értéke 10 kHz lesz. A gyakorlatban azonban a dekádgenerátorok hangolásánál sokkal kisebb inkrementumra, gyakran 100,10 vagy akár 1 Hz-es lépésekre is szükség van, s ilyenkor már nem felel meg az 1. ábrán mutatott egyszerű elrendezés. Alkalmazhatóságának akadálya egyfelől a hangolási idő rendkívül nagymértékű növekedése. 1 Hz-nyi inkrementum esetén az fref frekvencia is 1 Hz, s így a 15 fáziskomparátorban minden másodpercben egy öszszehasonlítás történik. Ha a hangolási tranziens teljes lezajlását 100 összehasonlítási ciklusra vesszük (ami jó gyakorlati érték), akkor az egyik frekvenciáról egy másikra való áthangolás 100 másodpercnyi időt vesz igénybe, és ez a gyakorlati követelmények számára nem elfogadható. Az alacsony referencia frekvencia további hátrányt jelent a fáziszaj, illetve a rövid idejű frekvenciastabilitás szempontjából. Egy jó! méretezett PLL szabályozó ugyanis nemcsak az oszcillátor átlagos, hanem pillanatnyi frekvenciáját is állandó értéken tartja, mivel a szabályozó körben megvalósítható ún. nyílt hurkú körerősítés a referencia frekvencia alatt egy nagyságrendnyi értéktől kezdve cca 20 dB/dekád meredekséggel emelkedik. így pl. egy fref =10 kHz frekvenciájú rendszer a 11 VCO spontán frekvenciagondozásait — amelyek pl. az oszcillátor aktív elemeinek 1/f zajából erednek — a 10 Hz-es komponenseket tekintve 20 dB- lel, a 10 Hz-es komponenseket pedig 40 dB-lel csökkentheti. így az oszcillátor jelközeli zajspektruma — ún. fáziszaja — a referenciaforrásként alkalmazott kristályoszcillátor zajspektrumához lesz hasonlatos. Ezt a zajjavítást azonban a példaként felhozott 1 Hzes referenciafrekvenciájú szabályozó kör triviális módon nem képes biztosítani, sőt a szabályozás rendkívüli lassúságából következően még a hőmérsékletváltozásból eredő frekvenciaingadozást sem képes teljes mértékben kiszabályozni. A gyakorlatban ezért egészen a legutóbbi időkig egyhúrkos rendszerekben nem alkalmaztak 1 kHz-es lépésnél lényegesen finomabb felbontást eredményező megoldást. A nagyobb követelményeket pedig megfelelő átkeverő és illesztő elemekkel összekapcsolt, több önálló PLL hurokból álló és így lényegesen bonyolultabb megoldásokkal elégítették ki. A legutóbbi években ismeretessé vált olyan műszaki megoldás, amely lehetővé teszi a referencia frekvenciánál kisebb frekvencialépések megvalósítását egyhurkos indirekt PLL rendszerekben. A megoldás lényege az, hogy a programozott osztó osztásarányát — amely, mint már említettük, pozitív egészszámú — időben változtatják két diszkrét egészszámú érték között. így pl., ha a referencia frekvencia 10 kHz (vagyis 100/rs-ként történik fázisösszehasonlítás) és tíz összehasonlítási ciklusból kilenc ciklusban a programozott osztó osztásarányát Ni értékre, egy ciklusban Ni+i értékre állítjuk, akkor ennek az lesz a következménye, hogy a VCO frekvenciája egy inkrementumnak mindössze tizedrészével, példánk szerint átlagban 1 kHzcel fog emelkedni. Ez pedig azzal egyenértékű, mintha a programozott osztó osztásaránya: Ni + 0,1 értékű lenne. Hasonlóan módosíthatjuk az osztásarányt az inkrementum más törtértékével. Ha pl. tíz ciklusból nyolc ciklusban H értékre és két ciklusban Ni+[ értékre állítjuk az osztásarányt, a növekmény 2 kHz-nyi, az osztásarány: K + 0,2. A törtrészek figyelembe vételének módja alapján az ilyen rendszerű indirekt digitális PLL-t „frakcionális N” szintézernek nevezi a szakirodalom. 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 í 0 G 5 2
