183380. lajstromszámú szabadalom • Eljárás és kapcsolási elrendezés fázisbillentyűzött vivőhullám koherens vivőjelének alapsávi ejlfeldolgozás módszerével történő kinyerésére
1 183 380 2 az egyik 4 koherens fázisdetektor egyik további bemeneté az 5 7t/2 fázistoló bemenetével a további 33 koherens fázisdetektor további bemenete pedig az 5 rr/2 fázistoló kimenetével van összekötve, míg a 4, 33 koherens fázisdetektorok kimenetei a 9 digitális hibajel képző és a 10 döntő áramkör egy-egy közösített bemenetéhez vannak kötve, ahol a 9 digitális hibajel képző kimenete a 8 aluláteresztő szűrő bemenetével, míg ennek kimenete a 7 feszültségszabályzott oszcillátor egyik bemenetével, a 10 döntő áramkör kimenete(i) pedig a 13 regenerátor bemenetével (bemenetéivel) vannak összekötve és amelyek közül legalább az egyik egy olyan 12 digitális kiértékelő egyik bemenetéhez van vezetve, melynek további bemenete a kapcsolás egyik 3 időzítőjel bemenetével egyezik meg és kimenete olyan 11 beállítójel generátor bemenetével van fémes összeköttetésben, melynek legalább egy kimenete van, melyik vagy a 7 feszültségszabályzott oszcillátor további bemenetéhez, vagy a 6 digitális vezérlésű fázistoló további bemenetéhez van kötve. Találmányunk ismertetését az 1. ábra blokkvázlata alapján kezdjük. A 11 beállítójel generátor, valamint a 12 digitális kiértékelő nélkül a kapcsolási elrendezés egy analóg alapsávi jelfeldolgozás elvén működő koherens vivökinyerő és fázis demodulator kapcsolás (ún. Costas-féle hurok) lenne, ha a 9 digitális hibajel képző helyett a hibajelet egy analóg szorzókat tartalmazó áramkör állítaná elő a 4 és 33 koherens fázisdetektorok kimenetén megjelenő demodulált analóg alapsávi jelekből. (Utóbbi jelsorokat szokás még „szemábra jelsornak” is nevezni oszcillogramjuk alapján, ha a moduláló jelsor közelítőleg statisztikusan véletlennek tekinthető.) Jelölje a modulált vivő pillanatnyi értéke és a referenciajel között a fáziseltérést x, akkor mint ismeretes, a szabályozás feltétele N-szintű fázisbillentyűzés (N = 2, 4, 8, ...), szinuszos komparátorkarakterisztika (,,S”-görbe) esetén, hogy a hibajel sin (Nx) szerint változzon. A találmányunk szerinti 9 digitális hibajel képzőben e helyett a referenciajel pillanatnyi fázisának siettetését vagy késleltetését olyan hibajel vezérli, mely csak a felsokszorozott fázisú különbségi jel előjelét veszi figyelembe: sgnjsin (Nx)], ahol = 1, ha y > 0 s§ny=l, ha y < 0 az előjel függvény az ismert definíció szerint. Ebben az esetben a fáziskomparátor karakterisztikát négyszöghullám görbe írja le, mely a szinuszos görbével nem csak akvivalens, hanem más szempontból (pl. beállási idő) még előnyösebb is (lásd: Lindsey korábban idézett művét). Mivel a hibajel ebben a formájában egy kétállapotú jel, megmutatjuk, hogy különböző szintű moduláció (N-PSK) esetén mennyivel könnyebb ennek a jelnek az előállítása a hagyományos analóg hibajelhez képest a találmányunk szerinti eljárás és kapcsolási elrendezés segítségével. (Természetesen ebben az esetben is a VCO közvetlen vezérlését nem a hibajel pillanatnyi értéke, hanem ennek időbeli átlaga végzi, melyet a hibajel útjába beiktatott 8 aluláteresztő szűrő biztosít, amint az 1. ábrán látható.) A demodulált analóg alapsávi jelek pillanatnyi értékeit (a 4 ill. 33 koherens detektorok kimenetein jelölje p és q, ahol x radián a pillanatnyi fáziseltérés a bejövő modulált jel és a referenciajel között: p = cos x, q = sin x. Az elemi trigonometrikus összefüggések felhasználásával könnyen kimutatható, hogy a p és q analóg jelekből a felsokszorozott frekvenciájú digitális hibajel függvény előállítása analóg szorzás művelete helyett — az ezzel járó nehézségek kiküszöbölésével — bináris összegzésre, pontosabban a bináris számoknál értelmezett „modulo 2” összeadás műveletére van csak szükség (jele: ©). Ha a sgn y előjel függvény két értékéhez az SGN y jelöléssel egy bináris függvényt rendelünk akkor a különböző modulációs módok esetén a következő formulák írják le digitalizált hibajel függvény értékét a p és q analóg jelekkel kifejezve, ahol uN az előjelfüggvényt, Un a bináris hibajelet, N index pedig a modulációs szintet (N = 2,4, 8) jelöli: 2-PSK: u2 = sgn (sin 2x) = sgn p*sgn q, U2 = SGN p®SGN q 4-PSK: u4 = sgn(sin 4x) = sgn p-sgn q-sgn(p+q)-sgn(p-q) U4 = U2 © SGN(p + q) ® SGN(p- q) 8-PSK, QPR: u8 = sgn(sin 8x) = sgn(sin 4x)-sgn[sin 4/tr (8-x)] Ug = U4 © u;, ahol Ui = SGN P+SGN Q + SGN(P + Q) + SGN(P-Q) P= k]p + k2q Q= k2p~k2q kj = cos 7t/8 k2 = sin ír/8 A hibajel előállításának a formulákban megadott módját a továbbiakban digitális frekvenciasokszorozásnak nevezzük, ahol a p = cosx és q = sin x jelekből a sgnfsin Nx) jelet állítjuk elő. A digitális frekvenciasokszorozás elvének találmányunk szerint történő alkalmazása a VCO-t vezérlő hibajel e lállítására azzal a nagy előnnyel jár, hogy a kényes analóg szorzóáramkörök helyett (frekvenciafüggés, erősítés és linearitás problémák, kikeveredő nemkívánt kombinációs frekvenciák, stb.) a „modulo 2” bináris összegzést elvégző „kizáró — vagy” logikai áramkörök kerülnek alkalmazása,^ miután a p és q analóg jeleket előzőleg négyszögesítettük (2-PSK), vagy ezenkívül még a két jel összegét és különbségét is négyszögesítettük (4-PSK) vagy a p és q analóg jelek ki, k2-vel súlyozott összegét és különbségét is négyszögesítettük (8 PSK vagy QPR) Ezek alapján a 9 digitális hibajel 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 4
