168423. lajstromszámú szabadalom • Mikrohullámú reflexiós fázismodulátor
168423 5 6 működési elv változatlan). Egy munkaponti feszültség körül a feszültséget azonos mértékben változtatva az ezekhez tartozó reflexiótényező vektorok (melyek jelen esetben a Smith-diagram egységkörén helyezkednek el) nem egyforma szöget zárnak be. Nagyobb záróirányú feszültség irányában kisebb a fázisváltozás, mint a csökkenő feszültség irányában. Ha az 1 varaktor egy olyan 2 tápvonalszakaszhoz csatlakozik, mely az 1 varaktor munkaponti reaktanciáját a zérus reaktanciába veszi át, akkor a másik két feszültséghez egy kisebb abszolút értékű negatív és nagyobb abszolút értékű pozitív előjelű reaktancia fog tartozni. (L. az 1. ábrát.) Az áramkör jellegre egy soros rezgőkőrhöz hasonlóan viselkedik, azzal a különbséggel, hogy most frekvencia helyett „feszültséggel történik a hangolás'". Nyilvánvaló, hogy a negyedhullámhossznál rövidebb 2 tápvonalszakasszal egy adott munkaponti reaktancia esetében ilyen soros rezgőkör mindig előállítható. Ha egy sönt induktív elemet teszünk parallel a tápvonalszakasz varaktorral ellentétes oldali bementére, akkor megválasztható a 3 sönt induktív fl'°—-1 alkotó szerkezeti elem(ek) induktivitásának olyan értéke, mellyel a nagyobb feszültséghez tartozó negatív reaktancia abszolút értékben növekedve, a kisebb feszültséghez tartozó pozitív reaktancia pedig abszolút értékben csökkenve egymás komplex konjugáltjai lesznek, míg a zérus munkaponti reaktancia értékét a 3 sönt induktív alkotó szerkezeti elem(ek) nem befolyásolja(ák). Vagyis most a munkapont körül az azonos feszültségváltozáshoz a reflexiótényező vektorok azonos nagyságú szögelfordulása, más szóval azonos fázisváltozás fog tartozni. A különböző feszültségekre természetesen nem fog teljesülni minden pontban az arányos összefüggés. Figyelembevéve viszont, hogy a varaktor kapacitása a rákapcsolt feszültség monoton folytonos függvénye, megmutatható és be is látható, hogy az azonos feszültség intervallumhoz tartozó reaktancia-pontok a szélső negatív reaktancia környékén fognak egymástól legjobban eltávolodni, míg a szélső pozitív reaktancia környékén fognak egymáshoz legjobban közeledni és a 3 sönt induktivitásnak a legkisebb hatása a munkaponti reaktancia (most zérus) körüli pontokra lesz. A linearizálásnak ezt a módját a végpontoknak a munkapontra való szimmetrizálása módszerének nevezhetjük. Az így kapott maximális fázistolás még nem az előírt, mondjuk 180° értékű. De azzá tehető, ha a 3 sönt induktív elem bemenetével parallel egy feltranszformáló jellegű 4 impedancia-transzformátort helyezünk, (1. ábra) úgy, hogy a zérusra szimmetrikusan elhelyezkedő reaktancia-végpontokat a megfelelő —jl, +jl pontokba vigye át. Ekkor, mint ismeretes, a fázistolás értéke 180° lesz, a fázisváltozás pedig továbbra is jól közelíti az ideális karakterisztikát. 0,33 és 0,5 közé eső hatványkitevőjű varaktorok esetén ± 3,5°-on belüli eltéréssel lehet a lineáris karakterisztikát közelíteni. Amennyiben 180°-nál kisebb fázistolásra van szükség, akkor ez egy más áttételű 4 impedancia-transzformátorral értelemszerűen ugyanúgy megoldható. (A linearitás még, kedvezőbben alakul, mivel a varaktor karakterisztikának egy szakaszát kell csak kihasználni.) Az 1 varaktor munkaponti kapacitásának kihangolását általában 500 MHz fölötti frekvenciasávban célszerű a 2 tápvonalszakasszal megoldani, míg alacsonyabb frekvenciákon kisebb méretű áramkör építhető fel, ha a 8 soros induktív elemet koncentrált paraméterű elem (pl. egy tekercs) alkotja, ahogy ezt a 2. ábra mutatja. Az 1. ábrával kapcsola-5 tosan elmondott működési elv értelemszerűen a 2. ábra szerinti kapcsolási elrendezésnél is ugyanaz. Az eddig elmondottak a veszteség nélküli nemlineáritásként figyelembevett varaktorra vonatkoztak. A gyakorlati, kis veszteségű varaktorok esetén (kb. 10 20-nál nagyobb jósági tényezővel) annyi a különbség, hogy a 2 tápvonalszakasz vagy 8 soros induktív elem bemeneti oldaláról tekintve a moduláló feszültség szélső értékeihez tartozó pontok a komplex impedanciadiagramon kis értékű valós összetevővel rendelkez-15 nek, melyek egymástól általában különböznek. Kimutatható, hogy a 3 sönt induktív elemet alkotó áramköri elemek értékének megválasztásával most is elérhető, hogy szélső helyzetben a bemeneti impedanciák egymásnak komplex konjugáltjai legyenek. A 4 20 impedancia-transzformátor áttételi viszonyának alkalmas megválasztásával a moduláló feszültség szélső pontjaiban a reflexiótényező vektorok fázisszöge az előírt fázistolásnak megfelelően helyezkedik el. Bár most a veszteségek következtében a reflexió 100%-nál 25 kisebb (a belső jel egy része elnyelődik a 6 reflektáló kétpólusban), a realizálásnak ez a módja az elérhető legkisebb beiktatási csillapítást eredményezi (lásd: Kurokawa, K. Schlosser, W.V. „Quality Factor of Switching Diodes for Digital Modulation", Proc. 30 IEEE, Jan. 1970. Corresp.) Nyilvánvalóan nagy kényelmetlenséget jelentene, ha a jelenleg még komoly paraméterszórással (pl. munkaponti kapacitás, letörési feszültség, feszültségfüggést leíró hatványkitevő, jósági tényező, egy adott 35 típushoz tartozó lehetséges értékei) gyártott varaktorok esetén az 1. és 2. ábrán levő kapcsolási elrendezések valamennyi áramköri elemét minden egyes azonos típusú varaktorhoz külön meg kellene választani. A találmány szerinti kivitelnél erre nincs szükség, mind-40 össze a 3 sönt induktív ágat célszerű hangolható áramköri elemet tartalmazó változatúra kialakítani és az 1 varaktorra ráadott munkaponti feszültségből plusz modulálófeszültségből álló „U" feszültséget kell megfelelően változtatni, mely elektronikus eszközök-45 kel számottevő nehézség nélkül megoldható. A 6 reflexiós kétpólusban a 2 tápvonalszakaszt vagy 8 soros induktív elemet és a 4 impedanciatranszformátort az adott frekvencián - megfelelően nagy jósági tényezővel rendelkező varaktortípust ki-50 választva — az átlagos villamos paraméterekre (például a katalógusadatok alapján) vonatkozóan kell megtervezni. Az 1 varaktor előbbiekben említett elektronikus hangolásával („U" beállítása) és a 3 sönt induktív szerkezeti elemben elhelyezhető hangolható 55 áramköri elemekkel, célszerűen trimmerkondenzátorral biztosítható, hogy az átlagostól eltérő jellemzőkkel rendelkező varaktor esetén is a követelményeknek eleget tevő lineáris modulációs karakterisztikát jól közelítő reflexiós fázismodulátort realizáljunk. A 60 találmány szerinti kapcsolási elrendezésnek és kiviteli alakjainak ez előnyösen jelentkező tulajdonsága az eddig ismert megoldásokhoz képest. A 6 reflexiós kétpólusnak az 1. ábra szerinti nagyfrekvenciás helyettesítő elemeket tartalmazó 65 kapcsolási elrendezésénél a 2 tápvonalszakasz tetsző-3
