190804. lajstromszámú szabadalom • Mérési elrendezés kis relatív frekvenciatávolságú szinuszos jelek frekvenciájának mérésére
1 2 jelet előállító oszcillátorral van összekapcsolva. Ha az 1 bemeneten a jel sin(co,t) és a 4 és 5 keverő a 6 fázishasítóról sin<o0t és cosoo0t jelet kap, akkor a 2 kimenetén cos(ü>, - co0)t jel jelenik meg, míg a 3 kimeneten sin(ú), - o0) jel jelenik meg. A keverés eredményeképpen az alapsávi magnitúdóspektrumok azonosak lesznek, csak a fázisspektrumok különböznek annak megfelelően, hogy a lekeverés előtti frekvenciaértékek a szorzófrekvenciánál kisebbek vagy nagyobbak voltak. A gyakorlatban, mivel ez adja a legnagyobb hibavédelmet, 90 fokkal eltolt oszcillátor jeleket használnak. A frekvencia előjelének megállapítása az 5. ábrán követhető nyomon. Ehhez hasonló gondolatmenettel működnek az SSB (egyoldalsávos) modulátorok és demodulátorok. A találmány szerinti megoldás azonban lényeges pontokban újat tartalmaz:- Az SSB technikában analóg alapsávi fázistolást alkalmaznak a két alapsávi jelen, majd s jelek összeadásával, illetve kivonásával a két oldalsáv külön is előállítható. A mi esetünkben az alapsávi jel 0 Hz-től indul, tehát elvileg végtelen relatív frekvenciaátfogású analóg fázistoló lenne szükséges, ami nem realizálható.- Az SSB modemeknél valódi egyoldalsávos jelek előállítása a cél. Nekünk, ha csak a jelben található szinuszos komponensek megmérése a cél, elegendő, ha az FFT analizátor a két alapsávi spektrumban megméri a szinuszos komponensek fázisát. Ezután az 5. ábra szerint kiszámítjuk a frekvencia előjelet anélkül, hogy a valódi egyoldalsávos spektrumképet előállítottuk volna. Ekkor <Pi = arccos(o), - ca0)t, <p2 = arcsin^ - oo0)t és (új > iú0 ha <p! - <p2 =*= 90 ", míg a>, < 0)o, ha <Pi —<P2 » -90" Ez utólag magyarázza az előző pontot is : a végtelen relatív frekvenciaátfogású fázistolót helyettesítettük azzal, hogy az FFT analizátor a két alapsávi jelben megméri a szinuszos jelek fázisát. A módszer működésének összefoglalása rádiócsatorna mérése esetén: A mérővevőt az elemezni kívánt rádiócsatornára állítjuk. A mérővevő középfrekvenciás jelét a lineáris kétfázisú 10 keverőre vezetjük, amelynél az oszcillátor frekvenciája egyenlő a névleges fD frekvenciájú középfrekvenciával. A középfrekvenciás jel használatának előnye, hogy tetszőleges rádiócsatorna mérhető ugyanazzal a kétfázisú szorzójellel. A lineáris kétfázisú 10 keverő 2 és 3 kimenetén a rádiócsatorna összefordult spektruma jelenik meg az alapsávba eltolva. A szinuszos komponensek a magnitúdóspektrumban kiálló csúcsokként jelentkeznek, így azok szintje és frekvenciája megmérhető. A fázisspektrumokból a szinuszos jelek fázisa mérhető, és a frekvencia előjele számítható. Az 1. ábrán vázolt mérési elrendezés a lineáris kétfázisú, két egymáshoz képest fázisban eltolt, célszerűen 90 fokos fáziskülönbséggel rendelkező helyi oszcillátor által táplált 10 keverő áramkörből, és ennek kimeneteihez csatlakoztatott alapsávi 11 kétcsatornás spektrumanalizátorból áll. Az 1. ábrán látható mérési elrendezés működése 1804 ... a következő : A lineáris kétfázisú 10 keverő áramkörre kerülő jelet a két egymáshoz képest ismert fáziskülönbséggel rendelkező helyi oszcillátor jel az alapsávi, kisfrekvenciás tartományba keveri, és a két 2 és 3 kimenet a kimenő jelet a 11 kétcsatornás spektrumanalizátor feldolgozza. Az alacsonyfrekvenciás, célszerűen digitális spektrumanalizátor a frekvenciában közeli szinuszos jeleket kiválasztja, és a lekeverés utáni frekvenciájukat, illetve a két 10 jelben az egymáshoz viszonyított fáziskülönbségeket megméri. Ha a fázisban késő helyi oszcillátor jelével előállított alapsávi jelből származó szinuszos jel fázisa késik a másik alapsávi jel ugyanazon frekvenciájú spektrumkomponensének fázisához ké- 5 pest, akkor az eredeti jel a helyi oszcillátor jel frekvenciájának és a 11 kétcsatornás spektrumanalizátor által mért frekvenciának összege, ellenkező esetben a különbsége. A 8. ábrán a mérési elrendezés egy előnyös kiviteu li alakját tüntettük fel. A lineáris kétfázisú 10 keverő áramkör két kimenőjelét a 12 kapcsoló áramkör fogadja, amely a két jelet ismert T0 időkülönbséggel csatlakoztatja az egycsatornás 13 spektrumanalizátor bemenetére. A mérést elvégezhetjük frekvencianyújtást, zoom-ot tartalmazó FFT analizátorral is, amely további előnyökkel rendelkezik. A nem zoom-os FFT analizátoroknál a szelektivitás növelésének egyetlen lehetősége, hogy kisebb 30 végkitérési frekvenciát választunk. A szelektivitás tehát a végkitérési frekvencia növelésével egyenes arányban romlik. A zoom-os FFT analizátorokban a szelektivitást úgy állíthatjuk be, hogy egymástól függetlenül ki- 35 választhatjuk az analizálandó frekvenciasáv közepét és szélességét. így az elérhető legnagyobb szelektivitást az FFT analizátor az egész működési frekvenciatartományában fenntartja. A 6. ábra szerinti frekvenciaválasztással, ahol f.„ 40 ^ szorzófrekvencia, a spektrumösszefordulás hatását kiküszöbölhetjük, ugyanakkor a zoom alkalmazásával a jó szelektivitást is fenntarthatjuk. A mérendő jel f„ frekvencia sávközepét az FFT analizátor maximális működési frekvenciájának fele közelébe 5 keveijük le. Ha a keverés előtti jel megfelelően sávkorlátozott, akkor a spektrumösszefordulás hatását kiküszöböltük, mivel a visszafordult spektrumrész üres. A megfelelő sávkorlátozást rádiócsatorna méré- 50 sekor a mérővevő elvégezheti. Itt ugyanis néhány kHz-es sávszélesség megfelelő, míg az előző módszernél, ahol nem zoom-os FFT analizátort alkalmaztunk, néhány Hz-es mérővevő sávszélesség kellene. 55 Mivel ez a módszer a vizsgált jel kiválasztott spektrumrészét tisztán, spektrumösszefordulás nélkül mutatja, a szinuszos komponenseken túlmenően a sztochasztikus összetevők is mérhetők. A sztochasztikus komponensek mérési lehetősé- 60 gét is kihasználva az itt vázolt eljárást megvalósító műszerezettség alkalmas adott frekvenciasávba eső jelteljesítmény, jelsávszélesség, modulációs index, modulációmélység mérésére is. A lekeverés itt egyutas lineáris keverőt igényel, de természetesen az előző módszerhez használt line-4
