163594. lajstromszámú szabadalom • Nagy frekvenciatartományban ellenállásváltozással lineárisan arányos periódusidő - változást biztosító RC-oszcillátor (lineáris "ellenállás-periódusidő" átalakító
163594 Értelemszerűen, ha Rt =R 2 ; Q=C 2 vagyis p=q = 1, akkor 1 (O = RC [2] Az 1 erősítő gerjedéséhez szükséges erősítése A == s=3, fázistolás cp=0. A szabadalmi és szakirodalomban jelentek meg ugyan közlemények az ezen elv szerint működő lineáris periódusidő változást biztosító oszcillátorokról, de egyik sem oldja meg az adott áramköri elrendezés azon legnagyobb hiányosságát, hogy az Rj ellenállás váltó-feszültség potenciál alatt van, s így nem földelhető le. Ez lényegesen megnehezíti nemcsak mechanikai úton való vezérlését (pl. forgó potméter alakban), hanem főleg elektronikus úton vezérelt (csöves vagy tranzisztoros) áramkör formában való megvalósítását, amikor is az Rj ellenállást a vezérelt cső (vagy tranzisztor) változtatható belső ellenállása képezné. Történtek említések az Rx ellenállás fotoellenállás formában való megvalósításáról; a vezérlés ez esetben az ellenállásra irányított fénysugár intenzitásának a szabályozásával volt megoldva, fényforrásként pedig elektronikus úton szabályozható fényerejű parázsfénylámpa volt alkalmazva. Közös hiányosságok a mechanikai úton vezérelt, vagy fotoellenállás-alakban kivitelezett ellenállásoknak a „tehetetlenségük" is; a mérendő mennyiség gyors változásait ezek az elemek nem képesek követni, ami lényeges méréshibához vezet. Az alábbiakban ismertetett és a találmány alapját képező elv mentes a fentebb felsorolt hiányosságoktól, automatikusan biztosítja a nagyfokú periódusidő-linearitás RX =R 2 feltételét, lehetővé teszi az Rj és R2 ellenállás egyidejű földelt kivitelezését és így megvalósíthatóvá teszi az Rx és R 2 ellenállások céljára változtatható belső ellenállású vezérelt elektroncsövek, vagy tranzisztorok alkalmazását (ez utóbbi aránylag gyorsan változó mennyiségek nagy pontossági igényű mérésénél elkerülhetetlen). A találmány tárgyának elvi kapcsolási rajza a 2. ábrán látható. Az Rx és R 2 ellenállások közös pontjának a leföldelhetőségét a Tr 1 transzformátor biztosítja. Az általánosan ismert és alkalmazott megoldásoknál (például: 1. ábra) az oszcillátor erősítője fázist nem fordító erősítő, mert a frekvenciabeállító Rx —R 2 —C x —C 2 lánc (p fázistolása az oszcillátor rezgésfrekvenciáján egyenlő nullával (vagyis q> = QP és az Ui és U2 feszültségek azonos fázisúak). Ami a 2. ábrát illeti, a transzformátor szekunder tekercsének a primer tekercshez viszonyított egyen- vagy ellenfázisú kapcsolásától függően az 1 erősítőnek q> = 0° vagy cp = 180° fázistolást kell biztosítani ahhoz, hogy az oszcillátor gerjedési feltételei teljesüljenek. Az oszcillátor frekvenciabeállító Rx —Q—R 2 — —C2 láncának a csillapítását rezgésfrekvencián a (3) képletből állapíthatjuk meg: hogy az 1 erősítő minimális szükséges erősítési tényezője Ka=3. A lehető legnagyobb frekvenciastabilitás biztosítása érdekében azonban gyakorlatilag igen nagy erősítésű erősítőket alkalmaztak (K-»»), 5 s a szükséges K^3 értéket erős ß negatív visszacsatolással érik el (az ábrákon nincs feltüntetve, de feltételezett). A 2. ábrán feltüntetett Tr 1 transzformátornak olyan frekvenciamenetet kell biztosítania, hogy az 10 Rt és R 2 ellenállások változásai által meghatározott frekvenciatartományban (sávban) az alacsony és magas frekvenciákon megjelenő vágás lehetőleg lényegesen kisebb legyen az adott szükséges mérési pontosságnál (pl. %-ban kifejezve). Ez azért fontos, 15 mert az R2 ellenállás vezérlése a kis (10~ 3 —10~ 5 nagyságrendű) relatív transzducerellenállás változás nagy relatív ellenállásváltozássá — s így nagy frekvenciaváltozássá — való lineáris transzformálásának a problémáját megoldó automatikus híd-20 kompenzációs elv segítségével valósítható meg a legegyszerűbben, s ez esetben a mérési pontosság nagymértékben a transzformátor frekvenciamenetétől is függ. A transzformátor paraméterei az ez esetre levezetett (4), (5) és (6) képletekből határoz-25 hatók meg: Vi 1 y = t = -p +q+1 [3] Ha p=q=l, akkor y = 3 (rezgésfrekvencián, mint már említettük <p=0°, vagyis a frekvenciabeállító lánc fázistolása „0°"), amiből az következik, 30 35 40 45 50 55 A = a)f -M A co A M\-\ fco}-Mf co 2 A C = (Ri + RjtíMj-l R^Ycoj-Mjco^ [4] [5] [6] coA — alsó frekvencia, (of — felső frekvencia, RÍ — erősítő kimeneti ellenállása, R( — szekunder tekercs terhelő ellenállása, M^(Mr ) — maximális megengedhető vágás alacsony vagy magas frekvenciákon (pl. 1%-M = 1,01; 0,01 %-M = 1,0001, stb.), Lx — primer tekercs minimális szükséges induktivitása, Ls — maximális megengedhető szórt induktivitás, C — maximális megengedhető terhelő kapacitás (a szekunder tekercset terhelő kapacitás és parazita kapacitások összege). A transzformátor „n" áttételének az értéke az ismertetett elv szempontjából nem lényeges, s csak a konkrét áramköri megoldásoktól függ. Tájékoztatásul közöljük, hogy például tu^=200Hz, co/ = = 1200 Hz, n = l, R—lOOhm, Rt =lkOhm és M/ =M a =1,0001=0,01% esetben a transzformátor adatai a következők: 1^=0,55 H; Ls =2mH, C=0,2uF 60 Nagy, szekcionált tekercseléssel sem megvalósítható -yí arány esetében az R; kimeneti ellenállás csökkentése rovására növelni lehet az R, terhelő ellenállást, ami nagyobb szórt induktivitású transz-65 formátor felhesználását is lehetővé teszi. / •
